Вдат
Винд
Вдат
Винд
Вдат
Винд
б
в
Результаты измерений приведены в табл. 1–3.
Таблица 1
Результаты эксперимента для случая расположения экрана
под углом 90о к оси датчика (горизонтальное положение цилиндра)
fген, кГц
|
Ширина спектра без экрана, кГц
|
Ширина спектра с экраном, кГц
|
0,1
|
275
|
225
|
0,2
|
220
|
150
|
0,3
|
175
|
115
|
0,4
|
135
|
85
|
0,5
|
110
|
50
|
0,6
|
90
|
40
|
0,7
|
75
|
35
|
0,8
|
65
|
30
|
0,9
|
60
|
25
|
1
|
50
|
25
|
1,1
|
45
|
23
|
1,2
|
40
|
22
|
1,3
|
37
|
20
|
1,4
|
35
|
20
|
1,5
|
32
|
18
|
1,6
|
30
|
17
|
1,7
|
27
|
16
|
1,8
|
25
|
15
|
1,9
|
25
|
15
|
2
|
23
|
14
|
Таблица 2
Результаты эксперимента для случая расположения экрана
под углом 45о к оси датчика
fген, кГц
|
Ширина спектра без экрана, кГц
|
Ширина спектра с экраном, кГц
|
0,1
|
270
|
225
|
0,2
|
225
|
160
|
0,3
|
190
|
120
|
0,4
|
150
|
80
|
0,5
|
125
|
70
|
0,6
|
100
|
60
|
0,7
|
90
|
40
|
0,8
|
65
|
35
|
0,9
|
55
|
25
|
1
|
50
|
23
|
1,1
|
45
|
23
|
1,2
|
38
|
20
|
1,3
|
35
|
20
|
1,4
|
35
|
20
|
1,5
|
33
|
19
|
1,6
|
29
|
18
|
1,7
|
27
|
18
|
1,8
|
27
|
17
|
1,9
|
25
|
15
|
2
|
25
|
15
|
Таблица 3
Результаты эксперимента для случая расположения экрана
под углом 90о к оси датчика (вертикальное положение цилиндра)
fген, кГц
|
Ширина спектра без экрана, кГц
|
Ширина спектра с экраном, кГц
|
0,1
|
270
|
200
|
0,2
|
225
|
140
|
0,3
|
190
|
90
|
0,4
|
150
|
80
|
0,5
|
125
|
40
|
0,6
|
100
|
35
|
0,7
|
90
|
30
|
0,8
|
65
|
25
|
0,9
|
55
|
20
|
1
|
50
|
19
|
1,1
|
45
|
19
|
1,2
|
38
|
18
|
1,3
|
35
|
18
|
1,4
|
35
|
17
|
1,5
|
33
|
16
|
Окончание табл. 3
|
fген, кГц
|
Ширина спектра без экрана, кГц
|
Ширина спектра с экраном, кГц
|
1,6
|
29
|
16
|
1,7
|
27
|
16
|
1,8
|
27
|
16
|
1,9
|
25
|
16
|
2
|
25
|
14
|
Коэффициент подавления помех Г определяется как отношение ширины спектра ГМПП без экрана к ширине спектра ГМПП с экраном. Зависимость коэффициента экранирования от частоты помехи f для различных расположений ГМПП и экрана (см. рис. 4) представлены на рис. 5.
0
0,5
1,0
1,5
2,0
f, кГц
0,5
1,0
1,5
2,0
2,5
3,0
3,5
Г
Экран расположен под углом 45о
Экран расположен горизонтально
Экран расположен вертикально
Рис. 5. Зависимость коэффициента экранирования от частоты помехи
В результате проведенных экспериментов с ГМПП и экранирующим алюминиевым цилиндром установлено:
при отсутствии внешней магнитной помехи экранирование не оказывает никакого влияния на показания ГМПП;
при переменной частоте помехи от 0,1 до 2 кГц коэффициент подавления меняется от 1,2 до 3,125 соответственно;
эффективность экрана наибольшая в диапазоне частот помехи от 0,5 до 1 кГц;
взаимная ориентация ГМПП и цилиндра может быть различной, однако наибольшее подавление осуществляется при совпадении оси преобразователя и оси цилиндра.
Таким образом, проведенные авторами эксперименты показали эффективность применения немагнитного экрана для защитык ГМПП от внешних переменных магнитных помех, подтвердив предыдущие теоретические исследования.
БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК
Куликов М. Н., Романченко Л. А. Подавление быстропеременных магнитных полей в устройствах (системах) измерения слабых магнитных полей // Приборы и системы. Управление, контроль, диагностика. 2007. № 5. С. 43–46.
Игнатьев А. А., Романченко Л. А., Солопов А. А., Зайцева Е. С. Применение немагнитных цилиндрических экранов для подавления гармонических магнитных помех // Гетеромагнитная микроэлектроника : сб. науч. тр. Саратов : Изд-во Сарат. ун-та. 2014. Вып. 16 : Гетеромагнитная микро- и наноэлектроника. Методические аспекты физического образования. Экономика в промышленности. С. 37– 42.
Романченко Л. А., Зайцева Е. С. Оценка эффективности подавления магнитных помех в частотном диапазоне от 50 до 1500 Гц // Математическое моделирование и информационные технологии в научных исследованиях и образовании : сб. науч. ст. Саратов : Просвещение, 2015. С. 89–92.
Зайцева Е. С., Романченко Л. А. Подавление гармонических магнитных помех // Проблемы оптической физики и биофотоники. SFM-2015 : материалы Междунар. симп. и Междунар. молод. науч. шк. Saratov Fall Meeting 2015 / под ред. Г. В. Симоненко, В. В. Тучина. Саратов : Новый ветер, 2015. С. 133–137.
УДК 621.382.3
КОМПЬЮТЕРНОЕ МОДЕЛИРОВАНИЕ ШИРОКОПОЛОСНОГО
УВЧ-УСИЛИТЕЛЯ НА БИПОЛЯРНЫХ ТРАНЗИСТОРАХ
А. Л. Хвалин, Л. Л. Страхова, А. В. Воробьев*
Саратовский государственный университет
Россия, 410012, Саратов, Астраханская, 83
E-mail: Khvalin63@mail.ru
*Саратовский государственный технический университет
Россия, 410054, Саратов, Политехническая, 77
E-mail: Alexvorxx@mail.ru
Сформулирована и решена задача оптимизации основных частотных характеристик антенного усилителя в диапазоне ультравысоких частот на основе биполярного транзистора BFR90. Расчеты выполнены в системе автоматизированного проектирования Microwave Office. При моделировании транзистора использована эквивалентная схема Гуммеля–Пуна. Приведены схема усилителя и результаты расчетов.
Ключевые слова: метод оптимизации, УВЧ-усилитель, S-параметры, система автоматизированного проектирования, эквивалентная схема Гуммеля–Пуна.
Computer Modeling of Broadband RF Amplifier Using Bipolar Transistors
A. L. Khvalin, L. L. Strakhova, A. V. Vorobiev
The article is formulated and solved the problem of optimization of the basic frequency characteristics of the antenna amplifier range ultra-high frequency (UHF) on the basis of bipolar transistor BFR90. The calculations are performed in CAD Microwave Office. In the simulation, the equivalent circuit of the transistor used Gummel- Pune. Shows a diagram of the amplifier and the results of calculations.
Key words: optimization method, UHF-amplifier, S-parameters, computer-aided design, equivalent circuit Gummel–Pune.
В известной научной и технической литературе, посвященной разработке высокочастотных усилителей мощности, практически отсутствуют работы, в которых предлагаются конкретные схемные решения усилителей УВЧ-диапазона, их методики расчета, особенности проектирования и настройки.
В статье предложена методика проектирования усилителя мощности УВЧ-диапазона с улучшенными по сравнению с аналогами параметрами на основе решения задач структурной и параметрической оптимизации.
Известно, что при разработке практических устройств необходимо формулировать и решать задачи синтеза двух типов: структурные, когда следует оптимизировать структуру устройства с целью получения заданных характеристик с минимальными затратами (минимальное число элементов, минимальная стоимость и пр.), и параметрические, при решении которых требуется изменение численных значений набора варьируемых параметров для достижения наилучших характеристик.
Структурный синтез при разработке усилителя заключается во включении в базовую схему усилителя необходимых согласующих элементов. В качестве активного элемента был выбран биполярный транзистор BFR90 фирмы Vishay Semiconductors. Моделирование BFR90 выполнено авторами в соответствии с методикой по эквивалентной схеме Гуммеля–Пуна [1].
Параметрический синтез связан с решением задачи оптимизации [2–4] и сводится к отображению пространства варьируемых параметров схемы усилителя в пространство критериев оптимальности, т. е. к достижению максимальных значений коэффициента усиления, минимальных значений коэффициента стоячей волны по напряжению (КСВН) входа и выхода в рабочем диапазоне частот.
Моделирование усилителя проведено в среде САПР Microwave Office [5] в диапазоне 0,3–0,8 ГГц с шагом 0,01 ГГц.
За основу взята базовая схема двухкаскадного антенного усилителя [6], предназначенная для усиления сигналов в телевизионном диапазоне ДМВ. В диапазоне частот от 0,3 до 0,8 ГГц такая схема позволяет получить значения коэффициента усиления не более 20 дБ [7–9].
Принципиальная схема предлагаемой модели двухкаскадного усилителя показана на рис. 1.
С2
R2
С3
L1
L4
С1
R1
С4
L5
С3
L10
L5
С8
С11
С7
С14
L9
С10
L7
С12
С13
L8
L3
R3
С9
С5
С6
L2
R4
BFR90
BFR90
Port 1
Port 2
Рис. 1. Принципиальная схема усилителя
Два транзистора BFR90 включены по схеме с общим эмиттером. Коллекторный ток транзисторов не превышает 25 мА.
Вход и выход усилителя несимметричные и рассчитаны на подключение коаксиального кабеля с волновым сопротивлением 75 Ом. Возбуждение усилителя осуществляется источником гармонического сигнала (Port 1), сопротивление нагрузки (Port 2) равно 75 Ом. Цепь питания усилителя (на рис. 1 не показана) состоит из источника питания с напряжением +12 В, конденсатора C10 и блокировочной индуктивности L5.
С целью получения значений коэффициента усиления порядка 30±1 дБ (при КСВН входа и выхода не более 1,5) необходимо решить задачу структурного синтеза и внести ряд изменений в базовую схему усилителя. Так, для выравнивания частотных характеристик усиления в схеме использованы следующие элементы согласования (см. рис. 1): на входе C1–C4, L1, L2, L6; между каскадами C5–C9, C14, L3, L9, L10 и на выходе L4, L7, L8, C10–C13. Рабочие режимы транзисторов задаются с помощью резисторов R1–R4.
При решении задачи параметрического синтеза [1–3, 10] в качестве варьируемых параметров применены номинальные значения емкостей, индуктивностей и сопротивлений, использованных в схеме усилителя (см. рис. 1). Для значений емкости, индуктивности, сопротивлений использованы единицы измерения соответственно пикофарада, наногенри и Ом.
Параметрический синтез подразумевает использование методов оптимизации [11–13]. В настоящее время существуют программные средства, реализующие множество численных методов оптимизации. Однако вследствие высокой сложности представленной задачи оптимизации использование какого-либо одного метода не позволяет получить оптимальное решение. Поэтому применялось сочетание нескольких наиболее эффективных методов: случайного поиска, дифференциальной эволюции, симплекс-метода [1].
В результате параметрической оптимизации элементов схемы (см. рис.1) получены оптимальные частотные характеристики усилителя мощности (коэффициент усиления, КСВН входа и выхода). Соответствующие номинальные значения элементов схемы представлены в табл. 1.
Таблица 1
Оптимальные номинальные значения элементов усилителя
Параметр
|
Численное значение, пФ
|
Параметр
|
Численное
значение, нГн
|
C1
|
4,687025
|
L1
|
25,744250
|
C2
|
0,002063
|
L2
|
422,81200
|
C3
|
4,672082
|
L3
|
4368,0917
|
C4
|
99999.076
|
L4
|
98765,493
|
C5
|
9,307331
|
L5
|
97724,604
|
C6
|
72840,574
|
L6
|
18,342887
|
C7
|
4,3182441
|
L7
|
68,894197
|
C8
|
10,398491
|
L8
|
18,258649
|
C9
|
99127,863
|
L9
|
42386,900
|
C10
|
34469,022
|
L10
|
12,756744
|
C11
|
2,6975978
|
Параметр
|
Численное
значение, Ом
|
C12
|
23649,106
|
R1
|
69643,118
|
C13
|
2,1635545
|
R2
|
0,0888612
|
C14
|
1,1310324
|
R3
|
0,0176878
|
C15
|
584,34613
|
R4
|
76397,743
|
Амплитудно-частотная характеристика (АЧХ) коэффициента усиления показана на рис. 2.
0,3
0,4
0,5
0,6
0,8
0,7
0
5
10
15
20
25
30
35
Усиление, дБ
Частота, ГГц
Рис. 2. Оптимальная АЧХ коэффициента усиления
Полученные оптимальные значения КCВН входа и выхода показаны на рис. 3 и 4 соответственно и не превосходят 1,5.
0,3
0,4
0,5
0,6
0,8
0,7
Частота, ГГц
1,10
1,15
1,20
1,25
1,30
1,35
1,40
1,45
1,50
КСВН входа
Рис. 3. Оптимальная АЧХ КCВН входа усилителя
0,3
0,4
0,5
0,6
0,8
0,7
Частота, ГГц
1,10
1,15
1,20
1,25
1,30
1,35
1,40
1,45
1,50
КСВН выхода
Рис. 4. Оптимальная АЧХ КCВН выхода усилителя
Основные характеристики предлагаемой модели уcилителя на BFR90 в cравнении c извеcтными аналогами предcтавлены в табл. 2.
Таблица 2
Cравнение оcновных характериcтик предлагаемой модели уcилителя
c cерийно выпуcкаемыми антенными уcилителями УВЧ-диапазона
Модель
|
Рабочий диапазон, МГц
|
Коэффициент усиления, дБ
|
Напряжение питания, В
|
Производитель
|
LA-32U
|
470–862
|
20±2
|
+5
|
Locus, Россия
|
БРИЗ-1.1
|
470–862
|
10–15
(регулировка)
|
+12
|
ООО «Планар», Россия
|
AWS-20
|
470–790
|
30
|
+12
|
Польша
|
Модель уcилителя на BFR90
|
300–800
|
30±1
|
+12
|
–
|
Результаты cравнения характериcтик уcилителей из табл. 2 позволяют cделать вывод, что на оcнове решения задач cтруктурной и параметричеcкой оптимизации возможно cоздание уcилителя УВЧ-диапазона c параметрами, не уcтупающими отечеcтвенным и зарубежным аналогам.
Таким образом, cоздана компьютерная модель уcилителя на транзиcторах BFR90 c коэффициентом уcиления 30±1 дБ, КCВН входа и выхода не более 1,5 в рабочем диапазоне чаcтот от 0,3 до 0,8 ГГц.
БИБЛИОГРАФИЧЕCКИЙ CПИCОК
Хвалин А. Л., Cтрахова Л. Л., Воробьев А. В. Оптимизация параметров модели биполярного транзиcтора по его экcпериментальным характериcтикам // Радиотехника. 2015, № 7. C. 35–40.
Хвалин А. Л., Cотов Л. C., Овчинников C. В., Кобякин В. П. Экcпериментальные иccледования гибридного интегрального магнитоуправляемого генератора // Приборы и cиcтемы. Управление, контроль, диагноcтика. 2009. № 11. C. 42–44.
Хвалин А. Л., Cотов Л. C., Ваcильев А. В. Раcчет характериcтик интегрального магнитоуправляемого генератора в диапазоне чаcтот 26,0–37,5 ГГц // Приборы и cиcтемы. Управление, контроль, диагноcтика. 2010. № 11. C. 47–49.
Хвалин А. Л., Овчинников C. В., Cотов Л. C., Cамолданов В. Н. Первичный преобразователь на оcнове ЖИГ-генератора для измерения cильных магнитных полей // Датчики и cиcтемы. 2009. № 10. C. 57–58.
Хвалин А. Л., Cотов Л. C. Использование MICROWAVE OFFICE 2007 для моделирования нелинейных аналоговых уcилителей // Гетеромагнитная микроэлектроника : cб. науч. тр. Cаратов : Изд-во Cарат. ун-та, 2008. Вып. 5 : Прикладные аcпекты микро- и наноэлектроники. C. 112–121.
Хвалин А. Л., Ваcильев А. В. Оптимальный cинтез характериcтик транзиcторного уcилителя УВЧ-диапазона в интегральном иcполнении // Приборы и cиcтемы. Управление, контроль, диагноcтика. 2010. № 10. C. 29–33.
Мещанов В. П., Хвалин А. Л. Методика уточнения характериcтик модели Матерка полевого транзиcтора // Радиотехника. 2010. № 5. C. 111–115.
Хвалин А. Л. Векторный магнитометр cлабых магнитных полей // Измерительная техника. 2014. № 10. C. 45–48.
Хвалин А. Л. Физичеcкие принципы моделирования полевых транзиcторов в УВЧ-диапазоне // Гетеромагнитная микроэлектроника : cб. науч. тр. Саратов : Изд-во cарат. ун-та, 2008. Вып. 4 : Гетеромагнитная микро- и наноэлектроника. Прикладные аcпекты. Уcтройcтва различного назначения. C. 59–67.
Хвалин А. Л., Cамолданов В. Н. Разработка биполярных магнитоэлектронных транзиcторов в уcилительном режиме для регулярных cигналов на выcоком уровне мощноcти в УВЧ-диапазоне // Гетеромагнитная микроэлектроника : cб. докл. и cт. II и III науч.-техн. cовещ. 2004 г. Cаратов : Изд-во Cарат. ун-та, 2005. Вып. 2 : Методы проектирования магнитоэлектронных уcтройcтв. C. 63–73.
Cотов Л. C., Хвалин А. Л. Cредcтва разработки и иccледования архитектурных моделей в CАПР System Studio. Чаcть 1. Иcпользование инcтрументов System Studio при моделировании матричного генератора переcтановок // Гетеромагнитная микроэлектроника : cб. науч. тр. Cаратов : Изд-во Cарат. ун-та, 2008. Вып. 5 : Прикладные аcпекты микро- и наноэлектроники. C.121–145.
Хвалин А. Л. Физичеcкие принципы моделирования полевых транзиcторов в УВЧ-диапазоне // Гетеромагнитная микроэлектроника : cб. науч. тр. Саратов : Изд-во Cарат. ун-та, 2008. Вып. 4 : Гетеромагнитная микро- и наноэлектроника. Прикладные аcпекты. Уcтройcтва различного назначения. C. 59−67.
Kats B. M., Meschanov V. P., Khvalin A. L. Synthesis of superwide-band matching adapters in round coaxial lines // IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques. 2001. Bd. 49, № 3. C. 575–579.
УДК 621.373
РАСЧЕТ ХАРАКТЕРИСТИК МАГНИТОЭЛЕКТРОННОГО
ГЕНЕРАТОРА С ИСПОЛЬЗОВАНИЕМ НЕЛИНЕЙНОЙ
МОДЕЛИ ЖИГ-РЕЗОНАТОРА
А. В. Васильев, А. А. Игнатьев
Саратовский государственный университет
Россия, 410012, Саратов, Астраханская, 83
E-mail: kbkt@renet.ru
В статье проводится обоснование использования нелинейной модели ЖИГ-резонатора при разработке магнитоэлектронного генератора.
Ключевые слова: магнитоэлектронный генератор, ЖИГ-резонатор, эквивалентная схема, нелинейная модель, спектр сигнала, фазовый шум.
Calculation of Characteristics Magnetoelectronic Generator
Using a Nonlinear Model of YIG-Resonator
A. V. Vasiliev, A. A. Ignatiev
The article presents a rationale for the use the nonlinear model of the YIG-resonator in developing magnetoelectronic generator.
Key words: magnetoelectronic generator, YIG-resonator, equivalent circuit, nonlinear model, spectrum of the signal, phase noise.
Магнитоэлектронный генратор (МЭГ) может использоваться в качестве преобразователя магнитного поля, механических и электромагнитных величин [1–4]. Такой преобразователь представляет собой устройство, чувствительное к магнитному полю и его изменениям. МЭГ преобразует магнитное поле в электрический сигнал, характеризуемый амплитудой и частотой, или в электрические параметры самого преобразователя, такие как амплитудо-частотная характеристика и фазочастотная характеристика. Параметрами, характеризующими МЭГ, могут быть также шумовые характеристики [2].
Для моделирования генератора использовалась система проектирования Microwave Office фирмы AWR. В качестве исходных элементов модели генератора применялась нелинейная модель ЖИГ-резонатора КГ30 [5] и модель Гуммеля–Пуна биполярного n-p-n-транзистора BFP650 фирмы Infineon (Германия).
Порядок моделирования определен следующим образом. Генератор разбивается на две составные части: резонатор и активную часть (транзисторный каскад). Резонатор представляет собой однопортовую схему (двухполюсник), а активная часть – двухпортовая схема (четырехполюсник). Порт подключения резонатора является входом активной части, а выход активной части – выходом генератора. Моделирование проводилось в режиме малого сигнала, когда не проявляются нелинейные свойства элементов схемы. В результате были получены зависимости действительной и мнимой части входной проводимости от частоты для активной части генератора, резонатора и генератора в целом, из которых была определена частота, на которой выполнялись условия генерации.
Затем проводилось моделирование СВЧ-генератора в нелинейном режиме и были получены следующие характеристики СВЧ-генератора: спектр выходного сигнала (уровень гармоник), уровень фазовых шумов, форма выходного сигнала (временная развертка напряжения на выходе).
Схема генератора приведена на рис. 1, где L1, L2, R1, R2, C1, C2, VD1, VD2 – элементы нелинейной модели ЖИГ-резонатора, выделенной пунктиром. Транзистор питается от двухполярного источника питания (U1 и U2), C3, L4 и C4, L5 – фильтры низких частот, С5 и С6 разделительные конденсаторы, L3 – индуктивность обратной связи. X1 – вход активной части, X2 – выходной порт, Rн – нагрузка генератора, VT – транзистор.
С1
С2
R1
L1
L2
R2
VD1
VD2
Нелинейный ЖИГ-резонатор
С3
С4
С5
С6
L4
L5
L3
U1
U2
X1
X2
Rн
VT
Рис. 1. Принципиальная схема МЭГ с нелинейной моделью ЖИГ-резонатора
Схема активной части генератора представляет собой ячейку отрицательного сопротивления, которое компенсирует потери в ЖИГ-резонаторе (обусловленные конечной добротностью резонатора), таким образом возникает непрерывная генерация.
При моделировании рассчитываются выходная мощность (на основной частоте и гармониках), форма выходного сигнала и динамическая нагрузочная характеристика транзистора (на фоне статических характеристик).
Выходные статические характеристики транзистора при схеме включения с общей базой и динамическая характеристика транзистора в составе магнитоэлектронного генератора показаны на рис. 2.
0
2
7
12
Uк, В
0
100
200
300
Uэ = –0,85 В
Uэ = –0,80 В
Uэ = –0,75 В
Iк, мА
Динамическая характеристика
при Uэ = –0,85 В
Рис. 2. Выходные статические (сплошные линии) и динамическая (элипс обозначен пунктирной линией) характеристики транзистора МЭГ
Из динамической характеристики следует, что транзисторный каскад не выходит из линейного режима работы.
Спектр выходного сигнала МЭГ в виде дельта-функций показан на рис. 3. Уровень 2-й гармоники на 23 дБ ниже уровня основного сингнала, что говорит о малых нелинейных искажениях. Этот факт (малые нелинейные искажения) также подтверждается графиком на рис. 4, где представлена форма выходного сигнала МЭГ U(t).
Р, дБм
20
10
0
–10
1
2
3
f, ГГц
0,85 ГГц
20,6 дБм
1,70 ГГц
–2,7 дБм
Рис. 3. Спектр выходного сигнала МЭГ с нелинейным ЖИГ-резонатором
U, В
2
0
–2
–4
t, нс
0
0,5
1,0
1,5
2,0
Рис. 4. Временная реализация выходного сигнала МЭГ с нелинейным ЖИГ-резонатором
Чтобы продемонстрировать необходимость использования нелинейной модели ЖИГ-резонатора, были проведены аналогичные расчеты для линейной модели [5], при этом активная чать генератора (транзисторный каскад) оставалась без изменений (см. рис. 1). Принципиальная схема такого генератора представлена на рис. 5, где X1 – выходной порт; VT – транзистор (нелинейная модель); U1, U2 – напряжение питания эмиттера и коллектора соответственно; L1, L2, R1, C1 – элементы линейной модели ЖИГ-резонатора [5], выделенной пунктиром; С5, С6 – разделительные конденсаторы; L3 – индуктивность обратной связи; С3, L4, C4, L5 – фильтры цепей питания; Rн – сопротивление нагрузки.
R1
Линейный ЖИГ-резонатор
С3
С6
L4
L3
U1
X1
Rн
VT
U2
С4
L5
С5
L1
L2
С1
Рис. 5. Принципиальная схема МЭГ, включающая линейную модель ЖИГ-резонатора
Выходные статические характеристики транзистора и динамическая нагрузочная характеристика при работе в составе генератора показаны на рис. 6.
0
2
7
12
Uк, В
0
100
200
300
Iк, мА
Uэ = –0,75 В
Uэ = –0,80 В
Uэ = –0,85 В
Динамическая характеристика
при Uэ = –0,85 В
Рис. 6. Выходные статические и динамическая характеристики транзистора МЭГ с линейным ЖИГ-резонатором
Из динамической характеристики следует, что транзисторный каскад выходит за пределы линейного режима работы, соответственно выходной сигнал генератора должен иметь сильные гармонические искажения.
Спектр выходного сигнала генератора показан на рис. 7, а на рис. 8 – его временная реализация. Видно, что сигнал подвержен сильным нелинейным искажениям и вторая гармоника превышает первую.
Р, дБм
20
10
0
–10
1
2
3
f, ГГц
0,85 ГГц
21,6 дБм
1,70 ГГц
26,9 дБм
4
2,55 ГГц
19,7 дБм
3,40 ГГц
10,7 дБм
Рис. 7. Спектр выходного сигнала МЭГ с линейным ЖИГ-резонатором
U, В
10
0
–5
–10
t, нс
0
0,5
1,0
1,5
2,0
15
Рис. 8. Временная реализация выходного сигнала МЭГ с линейным ЖИГ-резонатором
Таким образом, видно, что уровень выходной мощности генератора ограничивает ЖИГ-резонатор, и необходимо использовать его нелинейную модель. Разработанная нелинейная модель ЖИГ-резонатора [5] позволяет проводить более точное моделирование работы магнитоэлектронного генератора, которое хорошо согласуется с экспериментальными исследованиями [6].
БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК
Стальмахов В. С., Игнатьев А. А. Лекции по спиновым волнам. Саратов : Изд-во Сарат. ун-та, 1983. 183 с.
Игнатьев А. А., Ляшенко А. В. Гетеромагнитная микроэлектроника. Микросистемы активного типа. М. : Наука, 2007. 612 с.
Ильченко М. Е., Кудинов Е. В. Ферритовые и диэлектрические резонаторы СВЧ. Киев : Изд-во Киев. ун-та, 1973. 175 с.
Игнатьев А. А., Проскуряков Г. М. Гетеромагнитометрия : алгоритмы, методики, калибровки блоков магнитометров. Саратов : Изд-во Сарат. ун-та, 2014. 152 с.
Васильев А. В., Игнатьев А. А. Нелинейная модель сферического ЖИГ-резонатора // Гетеромагнитная микроэлектроника : сб. науч. тр. Саратов : Изд-во Сарат. ун-та, 2014. Вып. 17 : Гетеромагнитная микро- и наноэлектроника. Методические аспекты физического образования. Экономика в промышленности. С. 4–12.
Хвалин А. Л., Васильев А. В., Игнатьев А. А. Разработка полевых магнитоэлектронных транзисторов в усилительном и генераторном режимах регулярных сигналов на низком уровне мощности в УВЧ-диапазоне // Гетеромагнитная микроэлектроника : сб. докл. и ст. II и III науч.-техн. совещ. Саратов : Изд-во Сарат. ун-та, 2005. Вып. 2. Методы проектирования магнитоэлектронных устройств. С. 57–61.
УДК 621.391.037
|
